6 Abordagens para redução de consumo em RTL
As ferramentas de síntese e back-end detectam oportunidades para salvar energia diretamente do RTL, portanto a microarquitetura e, consequentemente o estilo de codificação tem um grande impacto no consumo. A medida que o fluxo avança, menores são as intervenções que podem ser feitas para reduzir a energia dinâmica e estática. Um bom design low-power começa nos níveis arquiteturais como já foi discutido e, ainda antes da síntese, durante a escrita do código em linguagem de descrição de hardware. É dito que 80% do consumo em um ASIC estará definido no momento em que o RTL é finalizado. Somente os outros 20% dependerão do back-end. [1]
6.1 Máquinas de estado – codificação e decomposição
Minimizar a inversão de bits nas transições entre um estado e outro, naturalmente minimiza o consumo de uma máquina de estados. Codificação Grey, onde somente um bit inverte durante uma transição entre estados, é um cliché para a redução de consumo.
Ainda, pode-se considerar uma abordagem mais ad hoc, ao identificar os caminhos mais frequentes exercitados pela máquina, e codificá-los de forma que menos bits transicionem entre um estado e outro.
Na Figura 6.1, numa máquina de 5 estados, há 32 transições possíveis. Neste caso, somente 6 podem acontecer de fato. Na codificação binária, 2 bits invertem nas transições B->C e E->B. Se 30% das transições na operação normal forem E->B (ou B->C), a economia de energia com o Grey code fica em 15% somente na inversão dos bits dos registradores, e ainda haverá redução de consumo na lógica combinatória, na mesma proporção ou ainda mais [1].
Uma outra forma de economizar energia é decompor uma FSM em diferentes sub-máquinas, garantindo que as submáquinas em conjunto tenham o mesmo STG (grafo de transição de estados) da máquina original. Durante a operação, exceto se houver transições entre uma submáquina e outra, somente uma precisa estar ativa. Um problema desta abordagem é que os STGs crescem exponencialmente com o número de registros e as técnicas para decompor a máquina também tornam-se mais complicadas [3].
6.2 Representação binária
Já foi discutido neste site a representação e operação de números negativos em circuitos digitais. Para a maioria das aplicações, complemento de 2 é mais adequada que sua representação por sinal-magnitude [1]. Entretanto, para algumas aplicações bastante especificas, pode ser vantajoso o uso de sinal-magnitude. Numa transição de “0” para “-1”, a representação em complemento de 2 inverte todos os bits, ao contrário da lógica sinal-magnitude:
// complemento de 2:
"0" : 00000000
"-1": 11111111
// sinal-magnitude
"0" : 00000000
"-1": 10000001
6.3 Inferência para clock-gating
Abaixo duas possíveis descrições em Verilog para um banco de flip-flops (reg_bank_ff) registrar um novo dado somente (reg_bank_nxt) quando o sinal de seleção load_sel estiver alto. O próximo valor ainda depende de um sinal de seleção deadbeef_sel:
No “mau exemplo” o sinal i_load_sel_w não foi colocado diretamente sob o domínio do clock, e sim em um bloco de lógica puramente combinacional. É ainda possível que a ferramenta infira o clock-gating após o flattening, mas não é boa prática contar com isso. No “bom exemplo” a ferramenta de síntese prontamente infere que i_load_sel_w é o controle da célula de clock-gating que será integrada (linha 47), economizando 32 multiplexadores que seriam controlados por i_load_sel_w, como descrito no código de “mau exemplo”.
6.4 Multiplexadores One-Hot
Multiplexadores são descritos/inferidos normalmente a partir de cases e ifs [1]:
// Mux 4:1 (linha de seleção em código binário)
case (SEL)
2'b00: out = a;
2'b01: out = b;
2'b10: out = c;
2'b11: out = d;
endcase
//Mux 4:1 (linha de seleção em código one-hot)
case (SEL)
4'b0001: out = a;
4'b0010: out = b;
4'b0100: out = c;
4'b1000: out = d;
default: out = out;
endcase
Se as linhas de seleção de um multiplexador são barramentos de vários bits, o chaveamento pode ser significante.
Na Figura 6.3, à direita, os barramentos não selecionados são prontamente mascarados pela lógica AND na entrada do gate OR, diminuindo ainda o atraso da entrada selecionada para a saída.
A maior parte da lógica em um design pode consistir em multiplexadores, portanto, evitar ou mascarar falsas transições deve diminuir o consumo significativamente [1, 2]. Note que a codificação one-hot também é um bom padrão de escolha para máquinas de estado.
6.5 Evitar transições redundantes
Analise a microarquitetura da Figura 6.4. O sinal load_op ativa os 4 operandos a_in, b_in, c_in e d_in. O sinal sel_in seleciona qual operação terá o resultado carregado na saída. Perceba que se o sinal load_op não precisa – ou não deveria – estar ativo se o sinal load_out não for ativado também, visto que as operações nas nuvens lógicas não terão efeito na saída.
Na figura abaixo, a microarquitetura é modificada para evitar transições inúteis. A adição de portas AND na entrada dos operandos a_in e b_in faz com que estes sejam habilitados somente quando sel_in é ‘0’; c_in e d_in por sua vez, somente quando sel_in é ‘1’.
6.6 Compartilhamento de recursos
Observe as seguintes lógicas combinatórias descrita em Verilog [adaptado de 1]:
// Codigo #1
// sem compartilhar recursos
always @(*) begin
case(SEL)
3'b000: OUT = 1'b0;
3'b001: OUT = 1'b1;
3'b010: OUT = (value1 == value2); //equals
3'b011: OUT = (value1 != value2); //different
3'b100: OUT = (value1 >= value2); // greater or equal
3'b101: OUT = (value1 <= value2); // less or equal
3'b110: OUT = (value1 < value2); // less
3'b111: OUT = (value1 > value2); // greater
endcase
// Codigo #2
// compartilhando recursos
assign cmp_equal = (value1 == value2);
assign cmp_greater = (value1 > value2);
always @(*) begin
case(SEL)
3'b000: OUT = 1'b0;
3'b001: OUT = 1'b1;
3'b010: OUT = cmp_equal;
3'b011: OUT = !cmp_equal;
3'b100: OUT = cmp_equal || cmp_greater;
3'b101: OUT = !cmp_greater || cmp_equal ;
3'b110: OUT = !cmp_greater;
3'b111: OUT = cmp_greater;
endcase
O Código #1 faz uma operação aritmética para cada seleção de entrada SEL. Estas operações têm em comum a comparação entre 2 operandos, value1 e value2. No código #2, duas lógicas de comparação foram assinaladas às nets cmp_equal e cmp_greater. Estas, por sua vez, foram utilizadas nas saídas da seleção em operações lógicas para evitar a replicação de operações de comparação (mais custosas) que envolvem os mesmos operandos e operadores.
6.7 Inversão de barramento
Quando a Distância de Hamming entre o dado atual e o próximo é maior que N/2 (sendo N o tamanho do barramento) é possível invertê-los para minimizar o número de transições:
Note que um sinal de controle INV é necessário para indicar ao receptor que os dados foram invertidos. Note que mesmo que adicionemos um encoder em Tx e um decoder em Rx, o barramento e portanto as maiores capacitâncias transitaram menos. As maiores correntes são evitadas e a transmissão dos dados consome menos energia.
O texto desta publicação é original. As seguintes fontes foram consultadas: [1] The Art of Hardware Architecture, Mohit Ahora (ISBN 978-1-4614-0397-5)[2] Ultra-Low Power Integrated Circuit Design, Niaxiong Nick Tan et al (ISBN 978-1-4419-9973-3)[3] FSM decomposition by direct circuit manipulation applied to low power design, JC Monteiro et. al. DOI: 10.1109/ASPDAC.2000.835123
Electronics, Computer and Software Engineering 